0 引言

單塊光伏板輸出的電壓一般為33~43 V，逆變并網系統對高壓直流電的要求難以滿足[1]；常見的傳統Boost升壓變換器不適用于電壓增益超過6的場合[2-3]；隔離直流升壓變換器體積大，能量轉換效率不高[4-5]，因此，光伏發電系統中常用的直流升壓變換器多為非隔離型[7-8]。

針對光伏發電系統對直流升壓變換器的要求，本文提出了基于光伏發電系統的要求DCM該模塊的高增益非隔離直流升壓變換器。首先，分析了高增益直流升壓變換器的工作原理和性能特點，并將其主要性能與現階段其他一些高增益直流變換器進行了比較。最后，實驗室的額定功率為170 W實驗樣機證實了變換器的有效性。

1 工作原理

本文提出的基礎DCM(Diode-Capacitor Module)如圖1所示。為了簡化后續分析，拓撲結構中的部件假設如下：（1）忽略結構中所有部件的寄生參數；（2）結構中所有電感在連續傳導模式下工作(Continuous Conduction Model，CCM)；(3)結構中所有電容器兩端的電壓恒定。

變換器拓撲結構中部分元件的波形如圖2所示。iL1、iL二是流經電感L1和L2的電流，VC1、VC電容分別加載C1和C兩端的電壓，VD1、VD二極管分別加載D1和D兩端的電壓Ton、Toff分別是開關管S在一個時鐘周期T中的導通和關閉時間。

因為所提到的變換器工作CCM在模式下，有兩種工作狀態：開關管S導通和斷開。

(1)開關管S導通

當開關管S閉合導通時，其等效電路如圖3所示(a)所示。其中二極管D1、D3、D關閉，二極管D2、D4導通。此時變換器中有電路?；芈?：電源VDC通過二極管D二、開關管S給電感L1充電；電路2:電容C通過開關管S給電感L1充電；電路3:電容；C3通過二極管D4.用開關管S給電容器C電源4：電容C3和電容C4串聯供電負載R。

回路1可用：

(2)開關管S斷開

當開關管S斷開時，其等效電路如圖3所示(b)所示。其中二極管D1、D3、D五導通，二極管D2、D4斷開。此時變換器中有電路。回路1：電源VDC和電感L通過二極管串聯D1給電容C1充電；電路2:電容C1和電感L通過二極管串聯D3給電容C3充電；電路3:電容C2通過二極管D3和D5給電容C4.電路4:電容C3和電容C4串聯供電負載R。

回路1可用：

回路3：

2 性能分析

2.1 電壓增益M

對電感L1使用伏秒平衡：

2.2 電壓應力

(1)開關管S電壓應力VvpS

由圖3(b)回路2可知：

(2)二極管電壓應力VvpD

由圖3(a)回路1可知：

3 變換器的性能比較

表1列出了變換器和文獻[7]、文獻[8]和傳統Boost連續傳導模式下電路的性能比較。

由表1中參數MCCM本文提到的變換器具有較高的電壓增益，能很好地滿足新能源發電系統對高增益直流升壓變換器的要求。由表1中參數VvpS可以看出，變換器中的開關管具有較低的開關管電壓應力，可以很好地減少開關管中能量的損失。在實際組件選擇中，低耐壓開關管可以滿足變換器的需要，可以很好地降低組件的成本。由表1中參數VvpD可以看出，本文提到的變換器中的二極管具有較低的電壓應力，可以有效地減少二極管中能量的損失，有效地提高變換器的整體能量轉換效率。

4 實驗研究

為了驗證本文提到的變換器分析的正確性，實驗室根據拓撲結構圖1制作了170個額定功率 W實驗樣機。實驗參數如表2所示。

圖4顯示了開關管S柵極與源極之間的驅動信號Vgs以及漏極和源極兩端的電壓應力VvpS由此可見，開關管S控制信號的比例D=0.5.電壓應力讀數為80 V，符合理論計算值。圖5顯示了實驗樣機的輸入電壓VDC和輸出電壓VO實驗波形的讀數分別為20 V和160 V，它與理論計算值一致。圖6顯示了實驗樣機中的二極管D1和D兩端的電壓值VD1、VD二、即其電壓應力VvpD1、VvpD2.讀數為40 V，與理論計算值一致。

5 結論

為了滿足新能源發電系統對高增益直流升壓變換器的要求，滿足電動汽車多級供電的應用，本文提出了一個基礎DCM高增益直流升壓變換器模塊。首先，對變換器的工作原理及其性能特點進行了分析，并對其主要性能參數與現階段其他一些高增益直流變換器進行了比較。最后通過實驗室170臺 W實驗樣機證實了變換器的有效性。實驗結果表明，變換器具有電壓增益高、開關管及其二極管電壓應力低等特點。它能很好地滿足新能源領域高增益直流升壓變換器的要求。

參考文獻

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[8] 陳庚、董秀成、李浩然等.新型非隔離高增益DC-DC升壓變換器[J].2017年15日電源學報46-51日.

作者信息:

魏 振，江智軍，楊曉輝

（南昌大學 江西信息工程學院 南昌330031）